近来，CTV产品中的LCD屏幕尺寸越来越大，已经超过40英寸。由于屏幕尺寸的增大，CCFL的数目及其驱动电路也有所增加。目前有很多种方法将CCFL置于大型LCD屏幕的背面，以便为整个屏幕提供背光照明。然而，即使是将许多CCFL串联或并联起来，能够获得的亮度还是不够。此外，其预计寿命亦只有15 000～50 000小时。而且，因为它采用了有害物质，CCFL背光照明还存在环境污染问题。

在小尺寸的手机LCD屏幕上采用LED实现背光照明已经非常普及。作为交通信号灯及超过40英寸LCD屏幕的背光照明源的功率LED，彩色表现力好，且寿命可达100 000小时。功率LED的正向电压为3.0～4.0V，最大额定电流高达500～700mA。一直有人尝试设计基于RGB LED的背光照明，期望在相同滤色（CF）透射比下实现30%以上的NTSC效果，或在保持相同色域的同时，将滤色透射比增加32%～40%。由于每个RGB LED单元能组合起来构成白色，各个颜色的LED将采用串联方式连接，这样就能利用相同电流同时控制每个颜色组别，如图1所示。


 
图1 RGB LED的阵列和背光照明结构

基于RGB背光照明所需的LED总数量，对22英寸的屏幕来说是72个；32英寸是160个；40英寸以上是400～500个。这样便需要40～300Vdc的电压来驱动LED。而所需的输出电压取决于串联LED的数量。所以，传统的方法是首先采用升压转换器作为前置调压器，将整流后的交流输入电压先转换成400Vdc；然后利用降压转换器进行LED电流调节。交流输入电压必须通过两个阶段才能转换成直流电流，因此成本高且效率低。而且，这种转换方案对交流输入侧的功率因数要求很高，所以也需要功率因数校正（PFC）。

本文将介绍采用单级功率转换器简单而直接地控制交流输入电流，这样便可通过单一功率转换过程同时获得功率因数校正和功率LED电流调节，这一方案效率高、电路简单而且成本低。

建议的控制策略

图2为单级功率转换电路。由于采用的是降压/升压拓扑结构，输出电压可高于或低于直流电路的电压峰值。传统的电流调节PWM（CR-PWM）通常利用其控制命令电流（I*）来控制负载电流。然而，如果使用传统的 CR-PWM控制方法，负载电流将为方波；因为MOSFET的漏极电流必须与其恒定的I*相同。因此需要采用不同的控制方法来达到线路电流的波形，又同时能调节恒定的LED电流。


 
图2 带功率因数校正功能的单级功率转换器

本文给出了一种新的控制方法，既能使线路电流呈现出与线路电压相同的正弦波形，又能通过I*调节LED电流。LED电流是利用典型的CR-PWM方法通过间接检测MOSFET电流来控制，如图2所示。因此无须使用任何隔离的电流传感器。

电感中感应电流的提升速度与直流电路电压S≡Vdc（k）/L成正比，这里Vdc（k）是于第k个开关转换时段内经整流的直流电路电压。如果MOSFET关断，电感中的感应电流强度将下降，并将所储存的能量释放给负载侧。由于输出电压因滤波电容Co的存在而被看成恒定的，电感中电流的下降速率通常是一个常数，与直流电路电压无关。如果检测到的MOSFET电流超过所设定的电流I*，R-S触发输出将复位，MOSFET会被关断。

当直流电路电压非常低，被检测的电流不可能在一个开关周期内超过I*。因此，触发电路不会复位，而MOSFET将继续保持导通，直到被检测电流在下一个开关周期超越I*才会关断，如图6所示。一旦被检测MOSFET的电流超过I*，MOSFET将被关断，直到R-S触发电路被内部时钟重新置位。按照这种工作方式，MOSFET的导通与关断动作将跟随直流电路的电压进行，结果使到交流输入的功率因数得到校正。

因此，占空比在正弦波的0°和180°相位附近变高，而在正弦波的中心（90°相位）附近变小。这样就可获得与交流输入端处的交流输入电压相位同步的正弦电流波形。

从图3（b）所示的被检电压vid（t）看出，进入MOSFET的电流ids（t）在MOSFET导通时线性增大。但这个由R-C滤波电路输出的被检电压vid（t）有些延迟。因此，在MOSFET关断时，电流反馈电压和真实MOSFET源极电流之间存在一个控制偏差id（k）。这个偏差在线路电压增高时会变大。因此，随着交流输入电压增加，其真实峰值电流IL（k）可能比设定的I*高。


 
图3 电流检测电路及其波形

正弦波半周期的取样数N≡fs/2fl，第k个开关转换期内的整流直流电路电压可由式（1）表示。
（1） 
式（1）中，Ts=1/fs，k=[1，...N]，0≤t＜Ts。由于开关频率fs远大于线路频率fl，第k个开关转换期内的整流直流电路电压可表示成式（2）。
（2）
假设第k个取样期的Vdc（k）为常量，电感电流和被检电压可分别表示为式（3）和式（4）。

被检电压R-C通过滤波电路RF和CF被延迟，滤波后的输出电压可按式（5）计算。
（5）
图4所示为CR-PWM受控电流与其真实电流偏差随直流电路电压幅度而变化的关系。如果时间常数RF和CF改变，各取样时刻的电流偏差也随之改变，如式（5）所示。


 
图4 控制电流和真实感应电流随电压改变而变化

CR-PWM电流控制器会控制被检信号vid（t），因此它必需具有相同的Vi*值。如果线路电压Vdc（k）增加，电感中的感应电流变化速度将变大，而感应电流在正弦波中心附近也会变大。图5所示为线路电流波形随RF和CF滤波电路时间常数变化的仿真结果。
如图5所示，时间常数越大，交流线路电流波形越接近真正的正弦波，但电流的瞬态响应将变差。不过，由于这种转换器用于驱动LED电流，电流动态响应变慢不是个大问题。

图5 线路电流波形随RF和CF滤波电路时间常数变化的仿真

图6给出了采用改进CR-PWM控制器来获得正弦波形的基本原理。如图6所示，被测信号的电流峰值受制于I*。由于RF和CF组成的电路产生时间延迟，MOSFET漏极电流可能高于I*。延迟的反馈电流峰值一旦达到I*，MOSFET将会关断。


 
图6 改进的CR-PWM控制方法使电流接近正弦波

此外，当直流电路电压处于90°相位或附近时，如图6所示，MOSFET的导通时间将变小。这样，交流线路电流波形就会呈现类似于功率因数校正在关键导通模式或非连续导通模式（DCM）时，采用典型升压转换器时的波形。因此，必需在降低线路电流的总谐波失真（THD）和提高电流动态响应速度之间做出权衡。

在本文建议的单级功率转换器中，每个颜色LED的电流都能单独控制。根据RGB LED的主要波长和视觉效率，可选择 LED 阵列的颜色顺序排列方向，为绿色、橙红色、蓝色、绿色……（G、R-O、B、G……），如图1所示。蓝-绿-绿-红（BGGR）或红-绿-绿-蓝（RGGB）的系统配置都可以利用建议的单级功率转换器进行配置，并对每个LED电流加以控制。

每个彩色LED的正向压降都会因其设计条件而有差异。例如，在350mA时，典型的红、蓝、绿光LED的正向压降分别为2.95V、3.42V和3.42V。至于其他功率LED，以FOLH702R/G/B为例，它在350mA时其RGB LED的正向压降分别为2.2V、3.1V和3.3V。所以，假设每种采用FOLH702R/G/B颜色LED的数量为100个，那么驱动红、绿和蓝光LED的电压应该大于220V、310V和330V，才能获得驱动LED所需350mA的典型电流强度。因此，如果LED采用串联，则每种颜色LED都需要独立的功率转换器。图7显示了如何配置建议的单级功率转换器来驱动各RGB LED组别。


 
图7 单级功率转换器的电路配置

实验及结果

实验采用了KA3842作为CR-PWM控制器，并选择100kHz作为感应电路的开关频率，其中L=900μH、Co=330μF/400Vdc、Ro=375Ω。功率器件采用FQP6N70（700V/6A）。如果交流输入电压设为110Vac，那么整流后直流电路线路的峰值电压约为160Vpeak。图8给出了MOSFET和感应电路电流的漏极-源极电压，水平比例为10[μs/div]及100 [V/div]、1[A/div]。


图8 MOSFET的漏极电压和电流（水平比例10[μs/div]）


图9显示了漏极电压vds和感应电流iL，水平比例为1[ms/div]，感应电流呈现为正弦波。
图9 MOSFET的漏极电压和电流（水平比例1[ms/div]）
图10和图11显示了线路电流、直流电路电压和电流波形连同交流输入电压作为参考。交流线路电流与线路交流输入电压同步。最后，图12显示了整体系统效率与负载1～90W变化的关系。图13显示了LED电流50～500mA变化获得的功率因数。



图10 交流线路电压、直流电路电压和线路电流

图11 交流线路电压和线路电流波形

图12 频率随负载变化的关系

图13 交流输入功率因数随负载电流的变化

实验结果表明，建议的拓朴结构及其CR-PWM方案提供的功率因数接近0.9；在100～500mA负载电流水平的总系统效率接近0.85。建议的控制方法能为大屏幕LCD提供非常简单的解决方案，实现良好的功率因数校正，以及高效率和低成本。此外，它无须隔离的电流感应器来感测LED电流，只要在 MOSFET 的源端利用简单的电流感测电阻，因此能简化系统并降低成本。